Druga część artykułu Phase locked loop wymuszona została faktem braku doświadczenia w tej dziedzinie, która dotyczy tak wielu obszarów zastosowania PLL w elektronice i telekomunikacji, że trudno znaleźć proste opisy patentowe z zakresu działania układów PLL. Niestety w trakcie badań okazało się, że rozwój techniki PLL przekracza możliwości szybkiego i łatwego opisu, tym bardziej, że autor ma zaległości w tej materii. Ale przechodząc do konkretów, opisy omówione w tej części stanowią tylko skromną próbkę wszechstronności zastosowania technologii PLL w współczesnej technice. Jednocześnie mam nadzieje, że przeprowadzona analiza patentowa zasygnalizuje praktyczne braki w dostępnej wiedzy na ten temat nie tylko wśród elektroników.
EP3197056B1 Phase locked loop circuits, NXP BV, GEVEL MARCEL VAN DE et al., Data patentu: 19.06.2018.
Przedmiotem patentu jest poprawa jakości odbioru radiowego, która może być ograniczona przez zjawisko odbioru wielościeżkowego. Dzieje się tak, gdy transmitowany sygnał dociera do anteny odbiornika drogą bezpośrednią, jak również drogą pośrednią poprzez odbicia od obiektów. W zależności od opóźnienia między sygnałami bezpośrednimi i odbitymi, mogą one sumować się destrukcyjnie i tym samym zakłócać normalną pracę odbiornika. Zjawisko to można zaobserwować w odbiornikach FM systemów rozgłoszeniowych, gdzie długość fali sygnałów radiowych i odległość od otoczenia (budynki, góry itp.) mogą spowodować, że ten niepożądany efekt wielościeżkowy będzie bardzo zauważalny dla użytkownika.
Fig.1 przedstawia przykład wykonania rozproszonego systemu dywersyfikacji fazowej; Fig.2 przedstawia przykład zmierzonego widma sygnału danych, który jest przesyłany przez szeregowe łącze danych w rozproszonym systemie dywersyfikacji fazowej; Fig.3 ilustruje przykład wykonania obwodu pętli synchronizacji fazy (PLL); Fig.4 przedstawia przykładową implementację detektora fazy z Fig.3; Fig.5a,5b,5c ilustrują przykładowe przebiegi detektora fazy z Fig.4; Fig.6 przedstawia przykład wykonania tunera; Fig.7 przedstawia inny przykład wykonania tunera; Fig.8 przedstawia zmierzone widmo częstotliwości VCO po zsynchronizowaniu VCO ze strumieniem danych przy użyciu tunera z Fig.6; Fig.9 przedstawia inną przykładową implementację detektora fazy; Fig.10 przedstawia schematycznie sposób działania obwodu PLL.
Rozproszony system dywersyfikacji fazy 100, który ma dwa oddzielne tunery: tuner A 102 i tuner B 104, przedstawia Fig.1. Tuner A 102 odbiera sygnały z pierwszej anteny 106 i ma pierwszy człon odbiorczy 110 radia – ( radio front-end, tzn.: między wejściem anteny odbiornika a stopniem miksera p.cz). Tuner B 102 odbiera sygnały z drugiej anteny 108 i ma drugi radiowy człon odbiorczy 112. System z Fig. 1 zawiera również szeregowe łącze danych 114 między tunerem A 102, a tunerem B 104, które może przesyłać sygnał danych z nadajnika-bloku 116 tunera A 102 do bloku odbiornika 118 tunera B 104. Rezonator kwarcowy 120 dostarcza referencyjny sygnał oscylatora dla tunera A, który może być użyty do generowania sygnału zegarowego dla radiowej części czołowej 110 tunera A (poprzez syntezator 124 w tym przykładzie). Tuner B nie jest bezpośrednio połączony z rezonatorem 120 – na przykład może być oddalony od rezonatora 120 i tunera A 102. Zamiast tego, do odtworzenia sygnału zegarowego zastosowano sygnał odniesienia generowany przez tuner A ,102, przekazywany przez szeregowe łącze danych 114.
Lokalne sygnały oscylatora/zegara w systemie radiowym powinny mieć niskie szumy fazowe z różnych powodów. Na przykład, aby zmniejszyć problemy, takie jak wzajemne mieszanie, gdzie silny niepożądany sygnał miesza się z szumem fazowym i utrudnia lub uniemożliwia odbiór małego pożądanego sygnału, a także zapewnić dobry ostateczny stosunek sygnału do szumu podczas odbioru FM. Syntezatory częstotliwości, które charakteryzujące się dobrą charakterystyką szumów fazowych są dobrze znane, ale wymagają czystego, jednoczęstotliwościowego sygnału odniesienia. Sygnały danych dla rozproszonego systemu radiowego, które są przesyłane przez szeregowe łącze danych 114, są zupełnie odwrotne; są celowo dobierane losowo, aby zmniejszyć lub zminimalizować zakłócenia. Powoduje to ciągłe widmo w kształcie sin (x)/x, z którego częstotliwość zegara i jej harmoniczne nie są natychmiast widoczne.
Fig.2 przedstawia przykład mierzonego widma sygnału danych, który jest przesyłany przez szeregowe łącze danych w rozproszonym systemie dywersyfikacji fazy, takim jak ten przedstawiony na Fig.1. Na osi poziomej przedstawiono częstotliwość. Na osi pionowej przedstawiono napięcie sygnału w dBµV w paśmie rozdzielczości analizatora widma. Częstotliwość sygnału zegarowego jest oznaczona odnośnikiem 202 na osi poziomej. Fig.2 ilustruje, w jaki sposób częstotliwość zegara (która ma zostać wyodrębniona) jest całkowicie nieobecna w widmie szumu sygnału danych. Niemniej jednak, jak zostanie opisane poniżej, jeden lub więcej z ujawnionych tutaj obwodów może z powodzeniem odzyskać sygnał zegarowy z sygnału danych. W niektórych aplikacjach można to uznać za lepsze niż używanie oddzielnego okablowania do przesyłania sygnału zegarowego, ponieważ zmniejszenie ilości okablowania może obniżyć koszty, zmniejszyć wagę, a także zmniejszyć ilość zasobów naturalnych wymaganych do wdrożenia systemu. Dlatego ujawnione tutaj przykłady mogą wykorzystywać sam sygnał danych jako odniesienie taktowania dla wszystkich tunerów, które nie sąsiadują z oscylatorem
Fig. 3 przedstawia przykład wykonania obwodu 300 pętli synchronizacji fazy (PLL), który może być stosowany w obwodzie zegara/odzyskiwania danych, takim jak ten przedstawiony na Fig.1. Obwód PLL 300 ma zacisk wejściowy 302, który może odbierać sygnał wejściowy 310. W tym przykładzie sygnał wejściowy 310 jest sygnałem danych z innego tunera, na przykład odebranego przez łącze danych szeregowych na Fig. 1, jak pokazano na Fig. 2. Z wyjścia 304 jest zapewniony lokalny sygnał wyjściowy kwarcowego oscylatora. odniesienia. Obwód PLL 300 zawiera detektor fazy 306, który porównuje fazę sygnału wejściowego 310 z fazą sygnału sprzężenia zwrotnego 308 w celu dostarczenia sygnału 312 fazy w górę i sygnału 314 fazy w dół. W ten sposób, gdy przejścia występują w sygnale wejściowym 310, faza sygnału wejściowego 310 jest porównywana z fazą sygnału sprzężenia zwrotnego 308, a sygnał 312 fazy w górę i sygnał 314 fazy w dół są odpowiednio generowane.
Fig.4 przedstawia przykładową implementację detektora fazy z Fig.3. Detektor fazy 406 jest oparty na detektorze fazy Hogge’a i może być określany jako zmodyfikowany detektor Hogge’a. Rysunki 5a,5b,5c ilustrują przykładowe przebiegi detektora fazy: Fig. 5a – gdzie sygnał sprzężenia zwrotnego jest w fazie z sygnałem wejściowym; Fig. 5b – gdzie sygnał sprzężenia zwrotnego jest poza fazą z sygnałem wejściowym, ponieważ sygnał sprzężenia zwrotnego jest zbyt wczesny; Fig.5c – gdzie sygnał sprzężenia zwrotnego jest poza fazą z sygnałem wejściowym, ponieważ sygnał sprzężenia zwrotnego jest opóźniony. Sygnał danych 410 odpowiada sygnałowi wejściowemu z Fig. 3, który jest odbierany z innego tunera, a który zawiera informacje o sygnale zegara, który ma być odtworzony. Sygnał zegara 408 odpowiada sygnałowi sprzężenia zwrotnego z Fig. 3 i reprezentuje sygnał zegara, który został odzyskany z sygnału 410 danych i zwrócony dalej. Z kolei Fig. 5a przedstawia przykładowe przebiegi obwodu z Fig. 4, gdy sygnał sprzężenia zwrotnego 508a jest w fazie z sygnałem wejściowym 510a, a detektor fazy jest zrównoważony. Sygnały na każdym z rysunków od 5a do 5c mają numery referencyjne z serii 500, które odpowiadają numerom z Fig. 4.
Z kolei Fig. 6 przedstawia przykład wykonania tunera 604, który zawiera PLL 600, taki jak ten z Fig.3, i detektor fazy 606, taki jak ten z Fig.4. Tuner 604 zawiera odbiornik 618, w tym przykładzie odbiornik podobny do LVDS (niskonapięciowa sygnalizacja różnicowa) do odbierania wejściowego sygnału danych z poprzedniego tunera za pomocą skrętki dwużyłowej. Opcjonalnie odbiornik 618 zawiera korektor kablowy. Odbiornik 618 dostarcza sygnał wejściowy 610 do wejścia danych detektora 606 fazy, który z kolei dostarcza sygnał 612 fazy w górę i sygnał 614 fazy w dół do sterownika 616 oscylatora. Sterownik oscylatora 616 składa się z pompy ładującej 650 i filtra pętli 652.
UWAGA: Termin pompa ładunkowa jest również powszechnie używany w obwodach z pętlą fazową (PLL), mimo że nie występuje tam żadne działanie pompujące, które pozwala uzyskać dodatkowe napięcia zasilające w układach elektronicznych. Pompa ładująca PLL jest jedynie bipolarnym przełączanym źródłem prądu. Oznacza to, że może wysyłać dodatnie i ujemne impulsy prądu do filtra pętli PLL. Nie może wytwarzać wyższych ani niższych napięć niż poziom napięcia zasilania i potencjału uziemienia.
Ponieważ opis działa tunera 604 jest skomplikowany więc upraszczając jego istotę działania można stwierdzić, że gdy sygnał sprzężenia zwrotnego 608 jest w fazie z sygnałem wejściowym 610, czas trwania impulsów w sygnale 612 fazy w górę i w sygnale 614 fazy w dół jest równy. Sygnał wyjściowy 626 sterownika oscylatora powoduje następnie, że VCO 622 utrzymuje stałą częstotliwość sygnału sprzężenia zwrotnego 608. Oznacza to, że detektor fazy 606 porównuje fazę kontrolowanego oscylatora (VCO 622) z pojedynczym typem zbocza (narastającego lub opadającego) przychodzącego sygnału danych 610 i generuje sygnalizację korekcyjną (w górę sygnał 612 fazy i sygnał 614 fazy obniżonej). Ta sygnalizacja korekcyjna jest filtrowana przez filtr pętli 652 i podawana na wejście strojenia kontrolowanego oscylatora (VCO 622). Zmierzone widmo częstotliwości VCO po zsynchronizowaniu VCO ze strumieniem danych za pomocą tunera z Fig. 6, przedstawia Fig.8. Przesunięcie częstotliwości względem nośnej, w kHz, jest pokazane na osi poziomej. Szum fazowy w dBc/Hz jest pokazany na osi pionowej. Według opisu Fig. 8 pokazuje, że szum fazowy może być na akceptowalnym poziomie dla zastosowań radia samochodowego, dla szerokiego zakresu przesunięć częstotliwości. Fig. 10 przedstawia schematycznie sposób działania obwodu PLL, takiego jak obwód z Fig. 3.
EP0363205B1 FM tuner having phase locked loop FM demodulation circuit, SHARP, Kabushiki Kaisha, Data patentu: 30.08.95.
Wynalazek dotyczy ogólnie tunerów FM (z modulacją częstotliwości FM), w tym obwodów demodulacyjnych PLLFM wykorzystujących PLL (pętlę fazową), a w szczególności tunera FM z filtrami pasmowymi o pośrednim stopniu częstotliwości ze zmiennymi szerokościami pasma ekstrakcji sygnału odbiorczego. W szczególności tuner FM zawarty w odbiorniku do odbioru transmisji FM na ogół zawiera część obwodu wzmacniającego wysoką częstotliwość, zawierającą wzmacniacz wysokiej częstotliwości do wzmacniania odebranego sygnału FM o wysokiej częstotliwości oraz mikser do konwersji pasma częstotliwości wzmocnionego sygnału FM, przez wzmacniacz wysokiej częstotliwości do IF (pasmo częstotliwości pośredniej) w oparciu o częstotliwość oscylacji lokalnego oscylatora. Tuner FM zawiera ponadto BPF (filtry pasmowo-przepustowe) do wyodrębniania z góry określonej składowej pasma z sygnału FM konwertowanego częstotliwościowo w mikserze, część wzmacniającą IF do wzmacniania sygnału FM pasma wyodrębnionego przez BPF do ustalonego poziomu oraz obwód demodulacyjny FM do demodulacji sygnału FM wzmocnionego przez część wzmacniającą IF.
Fig.1 przedstawia schemat blokowy ilustrujący konfigurację PLL; Fig.2 przedstawia schemat ilustrujący wady tradycyjnego tunera FM zawierającego obwód demodulacyjny PLLFM; Fig. 3 jest schematem blokowym tunera FM według jednego przykładu wykonania niniejszego wynalazku; Fig. 4 jest wykresem ilustrującym zależność między poziomem sygnału wejściowego a zakresem blokady obwodu demodulacji PLLFM; Fig.5 jest wykresem ilustrującym zależność między poziomem sygnału wejściowego a szerokością zakresu blokady obwodu demodulacji PLLFM; Fig.6 jest schematem obwodu ilustrującym szczegółowy przykład obwodu przełączającego poziom sygnału wejściowego z Fig.3; Fig.7 przedstawia schemat blokowy tunera FM według innego przykładu wykonania wynalazku; Fig.8 jest schematem obwodu przedstawiającym szczegółowy przykład filtra pętlowego z Fig.7.
Opatentowany tuner FM, Fig.3, zawiera część obwodu wzmacniającego w.cz, która jest taka sama jak w przypadku odbiornika konwencjonalnego, która zawiera terminal wejściowy 1 do odbioru sygnału w.cz, transmisji satelitarnej lub tym podobnego odbieranego przez antenę, pierwszy wzmacniacz w.cz,2, BPF (Band Pass Filter) 3, drugi wzmacniacz 4 w.cz , mikser 5 i lokalny oscylator 6, które są podłączone do zacisku wejściowego 1.
W tunerze FM wyposażonym w obwód demodulacji PLL FM, jak opisano powyżej, szerokość pasma BW BPF zapewniona na poprzednim etapie części wzmacniającej IF (zwanej dalej IFBPF) jest ustawiona tak, aby celować w pasmo Carsona W = ( 2 · fm + Δf + f ’) wyznaczona przez maksymalną częstotliwość modulacji fm, odchylenie częstotliwości Δf i częstotliwość sygnału dyfuzji energii f’ wprowadzanego sygnału FM, w celu wyodrębnienia pasma, w którym moc elektryczna sygnału FM jest zasadniczo skoncentrowana. Dlatego szerokość pasma IFBPF zmienia się w zależności od sygnału FM, który ma być przesłany do tunera FM, w tym IFBPF. W związku z tym jeden z tunerów FM, który odbiera różne rodzaje sygnałów FM o różnych maksymalnych częstotliwościach modulacji, odchyleniach częstotliwości Δf i częstotliwościach dyfuzji energii f ′, jest skonfigurowany tak, że szerokość pasma IFBPF może być przełączana zgodnie z częstotliwością odbieranego sygnału. Dlatego ten tuner FM zawiera dodatkowo pierwszy i drugi IFBPF 7 i 8 do wyodrębniania z góry określonej składowej pasma z wyjścia miksera 5, pierwszy i drugi wzmacniacz IF 9 i 11 do wzmacniania wyjść IFBPF 7 i 8, obwód demodulacji PLLFM 13a dla demodulowanie sygnału FM, który ma być wyprowadzony ze wzmacniacza IF 11, oraz końcówki wyjściowej sygnału po detekcji FM 14, zasilanej sygnałem demodulowanym przez obwód demodulacyjny 13a PLL FM. Sygnał FM, 14 zasila konwencjonalny odbiornik telewizyjny przystosowany do odbioru satelitarnego. Ten tuner FM zawiera ponadto obwód AGC (automatycznej kontroli wzmocnienia) 12 i komparator 17, które są zwykle stosowane w celu zapewnienia stałego poziomu sygnału FM doprowadzanego do obwodu demodulacyjnego.
Powyższa konfiguracja tunera jest taka sama, jak konfiguracja tradycyjnego tunera FM zawierającego obwód demodulacyjny PLL FM. Jednak, w przeciwieństwie do konwencjonalnego, ten tuner FM zawiera obwód przełączający poziom sygnału wejściowego 15 jako istotną cechę niniejszych przykładów wykonania wynalazku, który jest zapewniony między drugim wzmacniaczem 11 IF i obwodem demodulacyjnym 13a PL LFM. Obwód przełączający poziom sygnału wejściowego 15, który służy do zmiany poziomu sygnału wejściowego, który ma być przyłożony do obwodu demodulacyjnego 13a PLL FM, zawiera tłumik 16 i przełączniki SW₃ i SW₄ do wykonywania operacji przełączania, sprzężone z przełącznikami SW₁ i SW₂, które są kluczowane w odpowiedzi na sygnał sterujący z zacisku sterującego 10. Przełączniki SW₃ i SW₄ łączą wyjście drugiego wzmacniacza IF 11 bezpośrednio do lub przez tłumik 16 do obwodu demodulacyjnego 13a PLLFM. Wynika to z faktu, poziom sygnału FM, który ma być zdemodulowany przez obwód demodulacyjny 13a PLL FM skorelowany jest z zakresem blokady obwodu demodulacji PLL FM, która zmienia się w zależności od poziomu sygnału wejściowego. Jak pokazano na Fig.4, zakres blokady obwodu demodulacji PLLFM zmienia się w zależności od jego poziomu sygnału wejściowego, a zatem im wyższy jest poziom sygnału wejściowego, tym większy jest zakres blokady w odniesieniu do częstotliwości środkowej, podczas gdy niższy jest poziom sygnału wejściowego, tym mniejszy jest zakres blokady w odniesieniu do częstotliwości środkowej.
Z kolei Fig.5 jest wykresem ilustrującym zależność między poziomem sygnału wejściowego a szerokością zakresu blokady obwodu 13a demodulacji PLLFM, z którego wynika, że szerokość zakresu blokady zwiększa się proporcjonalnie do wzrostu poziomu sygnału wejściowego. W tym przykładzie wykonania, poziom sygnału wyjściowego drugiego wzmacniacza IF 11 jest ustawiony na poziom sygnału wejściowego obwodu demodulacji PLLFM 13a, który odpowiada optymalnej szerokości zakresu blokady obwodu modulacji 13a dla pasma wydzielonego przez IFBPF 7 z większa przepustowość. W międzyczasie tłumienie tłumika 16 jest ustawiane na taką wartość, że poziom sygnału wyjściowego drugiego wzmacniacza IF 11 jest tłumiony do poziomu sygnału wejściowego obwodu demodulacji 13a PLL FM, odpowiadającego jego optymalnej szerokości zakresu blokady dla wyodrębnionego pasma. przez IFBPF 8 z węższym pasmem. Oznacza to, że w tym przykładzie wykonania poziom sygnału wyjściowego drugiego wzmacniacza IF 11 jest ustawiony na poziom a’ na Fig. 5, a tłumik 16 jest ustawiony tak, aby tłumił przyłożony sygnał o różnicę X między sygnałem wejściowym. poziomy a′ i b′ na Fig.5. Oznacza to w praktyce, że ponieważ zakres blokady obwodu demodulacji PLL FM zmienia się w zależności od poziomu sygnału wejściowego, jak opisano powyżej, szerokość zakresu blokady obwodu demodulacji PLL FM może być zawsze utrzymywana na optymalnej wartości dla szerokości pasma sygnału wejściowego, wprowadzanego do obwodu modulacji pomimo przełączania szerokości pasma IFBPF, poprzez zmianę poziomu sygnału wejściowego obwodu modulacji tak, aby zakres blokady obwodu modulacji był zoptymalizowany dla szerokości pasma wybranego IFBPF za pomocą sygnału sterującego 10.
US5530929 Homodyne receiver minimizing oscillator leakage, Ericsson GE Mobile Communications, Lindqvist et al. , Data patent: 25.06.1996.
Wynalazek dotyczy sposobu działania i konstrukcji odbiornika homodynowego stosowanego w systemach radiowych, teletransmisji danych, takich jak przenośne telefony komórkowe, telefony bezprzewodowe, pagery, systemy częstotliwości nośnej, systemy telewizji kablowej, itp., które powinno być małe, lekkie i niedrogie. Pierwsza generacja systemów komórkowych opierała się na analogowej modulacji częstotliwości do transmisji mowy i opracowano kilka standardów, takich jak NMT450, NMT900, AMPS i ETACS. Druga generacja systemów komórkowych jest zgodna z trzema różnymi standardami: w Europie i niektórych krajach Azji i Australii – Global System For Mobile Communications (GSM), w Ameryce Północnej – American Digital Cellular (ADC) oraz w Japonii – Pacific Digital Komórkowa (PDC). Wszystkie te systemy wykorzystują cyfrową transmisję głosu i niektóre usługi cyfrowe, takie jak transmisja faksów i krótkie wiadomości. Aby urządzenia przenośne były mniejsze i tańsze, przeprowadzono wiele badań w celu zwiększenia poziomu integracji różnych części telefonu. Odbiorniki ze stanu techniki, które były stosowane w tej dziedzinie techniki, były konwencjonalnym typem heterodyny. W przypadku zastosowań w małych, tanich systemach komunikacji mobilnej, odbiorniki te są obciążone wysokimi kosztami produkcji spowodowanymi przez drogie i nie dające się zintegrować komponenty RF i IF, takie jak filtry pasmowe. Aby przezwyciężyć te wady, opracowano alternatywne odbiorniki. Odbiorniki te działają na zasadzie bezpośredniej konwersji w których częstotliwość lokalnego oscylatora jest równa odebranej częstotliwości nośnej, w wyniku czego odebrany sygnał jest konwertowany na pasmo podstawowe w jednym kroku. Koncepcja ta została po raz pierwszy wprowadzona do odbiorników SSB, ale może być stosowana w wielu różnych typach modulacji, szczególnie w schematach cyfrowej modulacji kwadraturowej.
W odbiorniku homodynowym lub odbiorniku z zerowym IF odbierany sygnał i lokalny oscylator działają na dokładnie tej samej częstotliwości. Ponieważ nie ma częstotliwości pośrednich (IF), wiele filtrów można pominąć lub uprościć. Działanie odbiornika homodynowego można opisać w następujący sposób. Sygnał RF o częstotliwości środkowej fc i szerokości pasma BWrf jest wzmacniany przez wzmacniacz o niskim poziomie szumów, aby poprawić całkowity współczynnik szumów odbiornika. Sygnał jest następnie dzielony i przenoszony do pasma m.cz przez miksery w obu kanałach, przy czym przekonwertowane widmo obejmuje zakres od DC do 1/2 BWrf. Sygnały I i Q o niskiej częstotliwości dostarczane przez miksery są następnie filtrowane w celu usunięcia dowolnego sąsiedniego kanału i wzmacniane, aby ustawić zadany poziom szumów. Główną wadą odbiorników z bezpośrednią konwersją jest emisja niepożądana, która w tym przypadku jest wywołana przez tzw. przenikanie sygnału lokalnego oscylatora. W zwykłym superheterodynowym odbiorniku przenikanie sygnału lokalnego oscylatora do anteny jest tłumiony przez pierwszy filtr pasmowo przepustowy odbiornika. W odbiorniku z bezpośrednią konwersją tak nie jest, ponieważ częstotliwość lokalnego oscylatora znajduje się w paśmie przepustowym tego filtra pasmowo przepustowego. W odbiorniku z konwersją bezpośrednią występują co najmniej dwa rodzaje przenikania. Pierwszy typ to propagacji związany ścieżkami obwodu drukowanego, a drugi typ propagacji spowodowany jest pasożytniczym sprzężeniem między przewodami łączącymi poszczególne elementy odbiornika.
FIG.1 jest schematem blokowym funkcjonalnym odbiornika homodynowego ze stanu techniki;FIG.2 jest schematem blokowym korzystnego przykładu wykonania odbiornika homodynowego według wynalazku.
Według niniejszego wynalazku problemy i wady spowodowane problemem w/w przenikania sygnału odbiorników z bezpośrednią konwersją są przezwyciężane przez zastosowanie lokalnego oscylatora, którego wyjściowa częstotliwość jest przetwarzana w dwóch etapach, zanim zostanie dostarczona do mieszacza. Korzystnie częstotliwość jest zarówno zwielokrotniana, jak i dzielona przed dostarczeniem do miksera. Końcowe przetwarzanie częstotliwości oscylatora w celu uzyskania częstotliwości odbieranego sygnału następuje dopiero bezpośrednio przed mikserem, najlepiej na tym samym chipie, co mikser.
Pierwszy rysunek, FIG.1 przedstawia znana konstrukcje odbiornika homodynowego ze stanu techniki, w którym wykorzystywana jest detekcja z modulacją kwadraturową. Antena 12 odbiera sygnał przesyłany z nadajnika o częstotliwości nośnej fr, który jest podawany do pierwszego filtru pasmowo-przepustowego 15, w celu wybrania odpowiedniego pasma komunikacyjnego, co zapewnia tłumienie silnych sygnałów zakłócających poza pasmem użytkowym. Wyjście wspomnianego filtra pasmowego 15 jest połączone ze wzmacniaczem 16 o niskim poziomie szumów, który poprawia czułość odbiornika. Wzmocnienie wzmacniacza tego wzmacniacza niskoszumowego 16 dobiera się pod kątem rzeczywistych wymagań. Duże wzmocnienie skutkuje dobrą czułością, a niskie wzmocnienie jest pożądane, aby uzyskać dobry zakres dynamiczny i właściwą charakterystykę intermodulacji. Wyjście wspomnianego wzmacniacza niskoszumowego 16 jest podzielone na dwie różne części, a mianowicie kanał I i kanał Q. Każdy z kanałów I i Q jest podłączony do miksera 11, 11′. Mikser stanowi istotną część odbiornika z bezpośrednią konwersją, ponieważ konwertuje sygnał wejściowy wysokiej częstotliwości na pasmo podstawowe, gdzie łatwiej jest wzmocnić i przefiltrować sygnał za pomocą filtrów dolnoprzepustowych 17,17′ i wzmacniaczy 18,18′. Mikser 11,11′ może być pasywny lub aktywny, a wybór między nimi zależy głównie od zamierzonego zastosowania. Miksery pasywne mają dobrą wydajność sygnałowa i małe zniekształcenia intermodulacyjne 3 rzędu, (IMD3-Third-Order Intermodulation Distortion), ale cierpią z powodu wysokich strat konwersji i wymagań dotyczących silnego sygnału lokalnego oscylatora. Dlatego takich mikserów unika się w urządzeniach zasilanych bateryjnie. Aktywny mikser natomiast ma duże wzmocnienie podczas konwersji i może być zasilany przez lokalny oscylator małej mocy, ale zamiast tego ma większe zniekształcenia intermodulacyjne 3 rzędu i nieco gorszy współczynnik szumów niż pasywny mikser. W praktyce w przykładzie wykonania zastosowany jest aktywny mieszacz ze względu na zapotrzebowanie na mniejsze zużycie energii.
Odnosząc się do przykładu wykonania według wynalazku FIG. 2, oscylator lokalny LO jest połączone z pierwszą jednostką przetwarzającą 13, która mnoży częstotliwość lokalnego oscylatora przez współczynnik M, gdzie M powinno być liczbą całkowitą, a korzystnie wynosi M = 3. Wyjście wspomnianej pierwszej jednostki przetwarzającej 13 jest operacyjnie połączone z drugą jednostką przetwarzającą 14, w której sygnał wejściowy jest dzielony przez współczynnik N. M i N są zarówno liczbami całkowitymi, ale różnymi od siebie. Korzystnie dla N = 2 spełniony jest warunek M*fc/N=fr, FIG.2 pokazuje, że zapewnione są dwa mieszacze 11 i 11′, a przesuwnik fazy 19 jest operacyjnie połączona ze wspomnianymi mikserami. Pierwszy mikser 11 odbiera sygnał wejściowy wzmocniony we wspomnianym wzmacniaczu 16 i sygnał wyjściowy ze wspomnianej drugiej jednostki przetwarzającej 14 i wytwarza sygnał I. Drugi mikser 11′, odbiera również sygnał wyjściowy ze wspomnianego wzmacniacza 16 i sygnał wyjściowy ze wspomnianej drugiej jednostki przetwarzającej 14, który jest przesunięty fazowo o 90 ° oraz wytwarza sygnał Q. Jednakże, gdy N = 2, bardziej odpowiednie może być przesunięcie fazowe sygnału wyjściowego w drugiej jednostce przetwarzania 14. Sygnały wyjściowe I i Q z mikserów 11 i 11′ są dostarczane do filtrów dolnoprzepustowych 17,17′ konwencjonalnego typu, a następnie dalej wzmacniane w konwencjonalnych wzmacniaczach 18 i 18 ’. Według wynalazku nie jest konieczne wykorzystywanie sygnałów kwadraturowych lub schematu modulacji kwadraturowej. W takich przykładach wykonania pominięta jest przesuwnik fazowy 19, a więc wszystkie jednostki są oznaczone znakiem pierwszym.
Główną cechą wynalazku jest to, że sygnały o częstotliwości, która mogłaby powodować emisje niepożądane nie są podawane przez przewody, takie jak przewody łączące, linie mikro-paskowe, linie koncentryczne itp. Dlatego co najmniej wspomniana druga jednostka przetwarzająca 14 powinna być zintegrowana z układami mikserów 11, 11′. Całkowanie można przeprowadzić jako całkowanie w jednym chipie (zaznaczone liniami przerywanymi na FIG.2), ale można również zastosować inne typy integracji, mające te same cechy niskiej emisji sygnałów elektromagnetycznych. W niektórych zastosowaniach byłoby właściwe zintegrowanie również wspomnianej pierwszej jednostki przetwarzającej 13 razem ze wspomnianymi mieszaczami 11, 11′ i wspomnianą pierwszą jednostką przetwarzającą 14. Możliwe są różne kombinacje M i N. Korzystnie N i M dobiera się tak, aby utrzymywać częstotliwość roboczą wspomnianego LO na jak najniższym poziomie, aby uniknąć niepotrzebnych strat mocy. Jak stwierdzono powyżej, N korzystnie oznacza 2, a M korzystnie 3, ale również odwrotnie może być odpowiednim wyborem. Odbiornik według wynalazku może być oczywiście stosowany również w systemach komunikacji przewodowej i nie jest ograniczony do systemów komunikacji radiowej. W systemie przewodowym antena 12 jest zastąpiona przez obwód wejściowy lub inne środki odbioru stosowane w takim systemie.
Wnioski
Pętla z synchronizacją fazową lub PLL jest szczególnie użytecznym blokiem obwodów odbiorczych, który jest szeroko stosowany w aplikacjach radiowych lub bezprzewodowych: od telefonów komórkowych, po odbiorniki radiowe, telewizory, routery Wi-Fi, krótkofalówki, po profesjonalne systemy łączności i wiele innych. W wielkim uproszczeniu układ PLL odtwarza odebrany sygnał w zadanym zakresie trzymania częstotliwości, w ramach którego się blokuje, a następnie może wyprowadzać ten sygnał z własnego wewnętrznego VCO. Na pierwszy rzut oka może się to wydawać niezbyt przydatne, ale przy odrobinie pomysłowości można opracować dużą liczbę aplikacji pętli synchronizacji fazowej, do których można zaliczyć:
Demodulacja FM: Jedną z głównych aplikacji pętli sprzężenia zwrotnego jest demodulator FM. Dzięki stosunkowo niedrogim układom PLL, te aplikacje PLL umożliwiają demodulację wysokiej jakości dźwięku z sygnału FM.
Demodulacja AM: Pętle z synchronizacją fazy mogą być używane do synchronicznej demodulacji sygnałów z modulacją amplitudy. Stosując to podejście, PLL blokuje się na nośnej, tak że można wygenerować odniesienie w odbiorniku. Ponieważ odpowiada to dokładnie częstotliwości nośnej, można go miksować z sygnałem przychodzącym w celu synchronicznej demodulacji AM.
Pośrednie syntezatory częstotliwości: Zastosowanie w syntezatorach częstotliwości jest jednym z najważniejszych zastosowań pętli synchronizacji fazowej. Chociaż stosowana jest również bezpośrednia synteza cyfrowa, pośrednia synteza częstotliwości stanowi jedno z głównych zastosowań pętli sprzężenia zwrotnego.
Odzyskiwanie sygnału: Fakt, że pętla fazowa jest w stanie zsynchronizować się z sygnałem, co umożliwia jej dostarczenie czystego sygnału i zapamiętanie częstotliwości sygnału w przypadku krótkiej przerwy. Ta aplikacja pętli synchronizacji fazy jest używana w wielu obszarach, w których sygnały mogą być przerywane na krótkie okresy czasu, na przykład podczas korzystania z transmisji impulsowych.
Dystrybucja taktowania : Innym zastosowaniem pętli synchronizacji fazowej jest dystrybucja precyzyjnie zsynchronizowanych impulsów zegarowych w cyfrowych obwodach logicznych i systemie, na przykład w systemie mikroprocesorowym.
Ponieważ jest to temat rzeka w dziedzinie techniki odbiorczej, mam nadzieje, że ten krótki materiał przybliży skale problemów techniki PLL, szczególnie dla młodej rzeszy sympatyków radiokomunikacji.
Materiał filmowy TI Precision Labs – Clocks and Timing- Phase Lock Loop Building Blocks Part 2