Tym razem temat wywołany został przez kolegę Marka, który poprosił mnie o zakup małego odbiornika radiowego ale koniecznie z PLL. Ponieważ jestem z pokolenia superheterodyny muszę się przyznać, że zdziwiłem się tym wymaganiem, tym bardziej, że mój zasób wiedzy na temat działania PLL (Phase  Locked Loop) jest skromny. Radyjko  kupiłem zakładając, że jest z PLL, a kolega jest zadowolony, ponieważ  jest to jego jedyny kontakt z rzeczywistością w domu złotej jesieni (z powodu pandemii). W ramach wstępu należy zdefiniować układ elektroniczny  podstawowej  pętli synchronizacji fazy (PLL - Phase Locked Loop), który składa się  z następujących bloków funkcjonalnych: – detektora fazy; – filtru pętli (filtr  dolnoprzepustowy); – generatora sterowanego napięciem (VCO – Voltage Controlled Oscillator) lub prądem (CCO – Current Controlled Oscillator).

Detektor fazy jest układem, którego sygnał wyjściowy (np. prąd lub napięcie) jest proporcjonalny do różnicy faz dwóch sygnałów doprowadzonych do jego wejść. Jeśli sygnały te mają tą samą częstotliwość, to sygnał wyjściowy detektora będzie stały i zależny od przesunięcia fazy pomiędzy jednym sygnałem a drugim. Jeśli częstotliwości sygnałów będą się nieco różnić, to zależności fazowe pomiędzy nimi będą zmienne i zmieniać się będzie też sygnał wyjściowy. Do wejścia detektora fazy doprowadzony jest sygnał wejściowy (sygnał odniesienia) o częstotliwości fwe oraz sygnał sprzężenia zwrotnego pobierany z wyjścia generatora sterowanego VCO, który jest przestrajany sygnałem z detektora fazy po przejściu przez filtr pętli. Tworzy się w ten sposób pewien układ  ze ujemnym sprzężeniem zwrotnym, który jest w stanie równowagi gdy  częstotliwość fwy sygnału wyjściowego jest dokładnie równa częstotliwości odniesienia fwe, tzn: gdy  sygnał wyjściowy detektora fazy jest stały. Jeśli częstotliwość sygnału odniesienia ulegnie zmianie, to pojawi się narastająca w czasie różnica fazy pomiędzy nim a sygnałem sprzężenia zwrotnego i sygnał wyjściowy detektora fazy zacznie się zmieniać, co pociągnie za sobą zmianę częstotliwości generatora. Jeśli kierunek tej zmiany częstotliwości zostanie wybrany właściwie, czyli tak aby był zgodny ze zmianą częstotliwości odniesienia, to układ będzie mógł osiągnąć nowy stan równowagi, w którym częstotliwość wyjściowa będzie równa nowej częstotliwości odniesienia. Szybkość, z jaką pętla osiąga kolejny stan równowagi zależy między innymi od charakterystyki filtru pętli. Stabilizujące działanie pętli sprzężenia zwrotnego redukuje też wpływ różnego rodzaju zaburzeń w pracy generatora przestrajanego na częstotliwość generowaną.

Reasumując jeżeli nastąpi szkodliwa zmiana generowanej częstotliwości to ujemne sprzężenie zwrotne realizowane przez pętlę PLL spowoduje działanie w kierunku przywrócenia stanu równowagi i powrót generowanej częstotliwości do poprzedniej  ustalonej wartości. Tak zbudowany układ generuje częstotliwość wyjściową równą wejściowej częstotliwości odniesienia. Aby móc generować inne częstotliwości, pętlę uzupełnia się o odpowiednie dzielniki częstotliwości. Uzyskujemy wtedy syntezer częstotliwości z pętlą PLL  w którym  dzielnik jest włączony pomiędzy wyjściem generatora przestrajanego a wejście detektora fazy.

Jeśli zmniejsza on częstotliwość sygnału N-krotnie to stan równowagi pętli osiąga się dla częstotliwości wyjściowej N razy większej niż częstotliwość odniesienia: fwy = NfR.  W praktyce często przed pętlą włączony jest drugi dzielnik częstotliwości wytwarzający sygnał o częstotliwości odniesienia fR z sygnału o częstotliwości wejściowej fwe. Wtedy częstotliwość wyjściowa wyraża się wzorem: fwy = Nfwe/R. Dzielnik częstotliwości odniesienia zasadniczo nie stanowi elementu pętli PLL, lecz w praktyce jest często stosowany, gdyż najczęściej dostępne częstotliwości wzorcowe są większe niż wymagane częstotliwości odniesienia. Źródłem częstotliwości wzorcowej są zwykle generatory kwarcowe wytwarzające sygnał na częstotliwości od kilku do kilkudziesięciu MHz, podczas gdy od układu syntezy wymaga się aby generowane częstotliwości były wielokrotnością znacznie mniejszej wielkości, niekiedy równej tylko jeden lub kilka kiloherców. Zazwyczaj podczas pracy układu syntezy współczynnik podziału R jest stały natomiast wartość współczynnika podziału N jest zmieniana tak aby uzyskać żądaną częstotliwość wyjściową stanowiącą wielokrotność częstotliwości odniesienia fR, którą zapisać można wzorem:   fR=fwe/R=Δf. 

Powinna ona być równa założonej wielkości Δf określającej wymagany krok syntezy (zakładamy, że współczynnik podziału dzielnika w torze sprzężenia zwrotnego może być ustawiany na kolejne liczby naturalne). Przekształcając powyższą zależność można wyliczyć wymagany współczynnik podziału R dla zadanego kroku częstotliwości Δf  i częstotliwości wejściowej fwe. R=fwe/Δf.  Współczynnik podziału N niezbędny do ustawienia żądanej częstotliwości wyjściowej fwy można obliczyć ze wzoru: N = fwy/Δf.

Według Wikipedii  wynalazcą pętli fazowej był Henri de Bellescize, który na początku lat 30-tych opatentował kilka rozwiązań  układów do odbioru synchronicznego – homodynowego. Ponieważ realizacja odbioru synchronicznego była trudna, ze względu na ograniczenia techniki lampowej tamtego okresu, musiało minąć wiele lat, zanim pętla synchronizacji fazowej stała się powszechna. Dopiero wraz z pojawieniem się obwodów półprzewodnikowych wynalazek ten zajął główne miejsce w nowoczesnych systemach odbiorczych.

 US1976877A SYNCHRONIZATION SYSTEM, Regnauld  de Bellescize, Data patent: 16.10.1934.   Według opisu  patentowego z 1931 roku przedmiotem patent jest odbiornik telekomunikacyjny  z odbiorem synchronicznym sygnału z modulacja amplitudy, który występuje pod nazwą odbiornika homodynowego.

Fig.1-przedstawia uproszczony schemat odbiornika  z odbiorem synchronicznym; Fig.2-zmodyfikowany układ odbiornika z odbiorem synchronicznym; Fig.3–uproszczony schemat wektorowy sygnałów   odbiorczych i generatora lokalnego VCO; Fig.4–schemat odbiornika homodynowego z odbiorem synchronicznym; Fig.5,6,7,8,9 rysunki odbiorczych przebiegów sygnałowych przetwarzanych w odbiorniku homodynowym; Fig.10–uproszczony schemat wektorowy sygnałów odbiorczego i heterodyny o jednakowej częstotliwości, w  trybie odbioru  synchronicznego, ze stałą różnica fazy, w układzie z Fig.4;

Korzystając z zestawu pojęć z zakresu odbioru radiowego w latach 20 XX wieku można, powołać się na sposób synchronizacji  odebranych sygnałów radiowych przez oscylator lokalny (heterodynę) według układu z FIG.1. Na siatkę lampy 1 podawane są jednocześnie odebrany z anteny sygnał radiowy oraz sygnał generatora lokalnego. Wymienione  sygnały ulegają superpozycji w detektorze 1 co zapewnia powstanie dwóch składowych prądów o niskiej i dużej częstotliwości. Składowa prądów w.cz jest blokowana przez filtr dolnoprzepustowy 4-5,  a składowa m.cz generuje napięcie na oporniku 6, którego wartość odpowiada sygnałowi modulacji AM odebranego sygnału f  w warunkach synchronizacji z częstotliwością generatora lokalnego f1, czyli dla warunku f=f1. Generator lokalny  (heterodyna)  dostrajany jest do częstotliwości odbiorczej f  w pętli sprzężenia zwrotnego  z sygnałem błędu wytworzonym na oporniku  6.  Zgrubna regulacja warunków synchronicznej pracy  polega na dostrajaniu generatora lokalnego  za pomocą kondensatorów zmiennych 8-9, przy czym sposób strojenia generatora odbywa się poprzez  słuchawki 11, które służą do minimalizacji sygnału zdudnienia, podczas dochodzenia do osiągnięcia pełnej synchronizacji f = f1.  Dodatkowym wskaźnikiem synchronizacji sygnału odbiorczego z sygnałem generatora lokalnego jest zanik prądu w obwodzie miernika prądu 10. Według opisu superpozycja sygnałów f1 i f zapewnia odbiór kwadraturowy dobrze znany w literaturze z zakresu odbioru radiowego. Termin synchronizm oznacza w tym konkretnym przypadku detekcje kwadraturową sygnału odbiorczego z modulacja AM, która realizowana jest w warunkach stałej różnicy faz sygnałów f = f1.

Stosując zapis matematyczny, sygnał odbiorczy można zapisać wyrażeniem: Ssin(2Πft +φ), a sygnał generatora lokalnego Hsin(2Πf1t +φ1);  Według opisu odbiór synchroniczny realizowany jest w przypadku spełnienia warunku ψ = (2Πf1t +φ1) – (2Πft +φ) = const. W skrócie zasad działania  odbioru synchronicznego sprowadza się do automatycznego kompensowania  wyznaczonej  różnicy faz Δψ,  w petli sprzężenia zwrotnego, pomiędzy sygnałem odbiorczym a sygnałem heterodyny lokalnej. W uproszczeniu istota odbioru synchronicznego polega więc na utrzymywaniu zadanej stałej różnicy faz  Δψ  w/w sygnałów podczas odbioru sygnału AM.

Schemat odbiornika homodynowego przedstawia Fig.2, który zawiera generator lokalny (heterodyna), mieszacz częstotliwości sygnału odbiorczego 2 zbudowany na lampie wieloelektrodowej 12, której oddzielne siatki sterujące są zasilane przez  sygnał odbiorczy i sygnał generatora lokalnego 3. Generator lokalny 3 pracuje w pętli sprzężenia zwrotnego z sygnałem błędu na wyjściu filtra dolnoprzepustowego 4,5,6.  Prąd na wyjściu tego filtru 4-5 przyjmuje postać zapisaną wyrażeniem: J=Jo + kScosψ,  gdzie Jo– stały współczynnik prądu spoczynkowego;  a  kScosψ  jest składową prądu detekcji w warunkach pracy synchronicznej  z generatorem lokalnym.  Prąd  J przedstawiony jest wektorowo jako odcinek  13-15,  na Fig.3,  gdzie odcinek 13-14 reprezentuje składnik stały Jo,  a  odcinek 14-17 odpowiada wartości   kS  z  przesunięciem fazowym  ψ.

Schemat przykładowego odbiornika homodynowego przedstawia Fig.4, gdzie sygnał z anteny 24 poprzez obwód rezonansowy 26 podawany jest na  układ lampowy 27  z  obciążeniem  w postaci rezystancji 28  i  indukcyjności 29.   Sygnał odbiorczy 32 składany jest synchronicznie z sygnałem 31 przesuniętym  w  fazie  Π/2 (phase quadrature).  Pierwszy detektor  złożonych sygnałów synchronicznych 2  steruje częstotliwością generatora synchronicznego 3, który dostrajany jest do częstotliwości sygnału odbiorczego za pomocą pojemności  regulowanych 8-9 oraz sygnału błędu filtra 4,5,6,7 pierwszego detektora 2. Drugi detektor 33 odtwarza odebrany  sygnał akustyczny, który   po wzmocnieniu  przez  wzmacniacz 36 odtwarzany jest przez słuchawke 11. Filtr 34  zapewnia filtracje sygnałów akustycznych w pasie 4kHz.

Polski udział w rozwoju odbioru homodynowego należy odnotować poprzez patent:   PL028655 Odbiornik homodynowy Państwowe Zakłady Tele-Radjotechniczne w Warszawie, inż. Bolesław Julian Starnecki, Data patentu: 8.08.1939r. 

   Znane są odbiorniki homodynowe, w  których wydzielenie sygnału o częstotliwości akustycznej odbywa się za pośrednictwem detektorów. Ponieważ charakterystyki detektorów nie są na ogół liniowe, napięcia wyjściowe częstotliwości akustycznej nie są ściśle proporcjonalne do napięć modulujących fale nośne wielkiej częstotliwości, co powoduje zniekształcenia. Poza tym jeśli radioodbiornik jest mało selektywny, to wszystkie sygnały o częstotliwości fali nośnej zbliżonej do częstotliwości fali nośnej sygnału odbieranego zostają na detektorze wyprostowane i częstotliwości akustyczne tych sygnałów przedostają się do obwodów wyjściowych odbiornika. Zjawisko to tzw. „przebijanie” sąsiednich stacji jest bardzo nieprzyjemne i powoduje zniekształcenie audycji odbieranej nawet wówczas, gdy amplitudy fali nośnej tych sygnałów niepożądanych różnią się znacznie od amplitudy fali nośnej sygnału odbieranego. Przedmiotem wynalazku jest odbiornik homodynowy, pozbawiony w/w wad  zawierający lampę wieloelektrodową, która pracuje jako oscylator-modulator. W lampie tej następuje wydzielanie akustycznej częstotliwości, modulującej falę nośną sygnału, dzięki czemu przyrząd, spełniający rolę detektora jest zbędny. Warunkiem koniecznym i wystarczającym, aby zachodziło wydzielanie częstotliwości, modulującej częstotliwość nośną sygnału w takim układzie jest synchronizacja częstotliwości i fazy oscylatora odbiornika homodynowego z częstotliwością i fazą fali nośnej odbieranego sygnału. Sygnał odbierany winien być modulowany napięciem generatora lokalnego, którego częstotliwość i faza są w każdej chwili równe częstotliwości i fazie fali nośnej sygnału odbiorczy. Modulacja, taka może być uzyskana w lampach elektronowych, posiadających własności tzw. „mieszania częstotliwości”.

W odbiorniku homodynowym według wynalazku synchronizacja może się odbywać wskutek zjawiska przeciągania elektronowego zachodzącego pomiędzy obwodem wejściowym i obwodem oscylacyjnym, dzięki czemu osobne przyrządy sprzęgające te obwody, względnie odpowiednie rozmieszczenie obwodów,  są zbędne, co znacznie upraszcza konstrukcję odbiornika. W odbiorniku homodynowym według wynalazku dobre wyniki daje zastosowanie heksody jako oscylatora – modulatora, zwłaszcza heksody starego typu, która w dużym stopniu posiada własności do tego celu niezbędne. Heksody dawnego typu obok własności mieszania częstotliwości odznaczają się bardzo. silnym przeciąganiem,  a  także prostoliniową charakterystyką prądu anodowego.

Napięcie odbieranego sygnału wielkiej częstotliwości, modulowanego częstotliwością akustyczną, jest doprowadzone z nieuwidocznionego na rysunku stopnia wielkiej częstotliwości, dołączonego do zacisków 8,9. Napięcie to wzbudza drgania szybkozmienne w obwodzie rezonansowym 2, dołączonym do zacisków 8, 9 poprzez kondensatory 10, 11,  drgania te  modulują potencjał pierwszej siatki heksody 1. Drgania miejscowe wielkiej częstotliwości wytwarzane są w obwodzie rezonansowym 3.  Dolny zacisk obwodu 3 dołączony jest do zacisku 9 i do ujemnego bieguna baterii  7,  górny zacisk  tego obwodu do czwartej siatki heksody 1 oraz do dolnej okładziny kondensatora 15.  Górna okładzina kondensatora 15 poprzez dławik 20 jest dołączona do dodatniego bieguna baterii 7  i  do trzeciej siatki heksody 1. W ten sposób trzecia siatka heksody 1 posiada względem jej siatki czwartej potencjał początkowy dodatni, oscylator miejscowy pracuje w układzie dynatronowym.  Katoda heksody 1 dołączona jest do ujemnego bieguna baterii 7  poprzez oporniki 16,17.  Do wspólnego zacisku tych oporników dołączona jest pierwsza siatka heksody 1,  poprzez cewkę obwodu 2.  Pomiędzy dodatni i ujemny bieguny baterii 7 włączony jest dzielnik napięcia, składający się z oporników 18,19.  Do wspólnego zacisku tych oporników dołączona jest druga siatka heksody 1. Oporności oporników 16,17,18,19 są dobrane tak, że początkowy potencjał pierwszej siatki heksody 1 jest ujemny, zaś początkowy potencjał drugiej siatki heksody 1 jest dodatni względem jej katody. Kondensatory 12,13 są kondensatorami blokującymi odpowiednio oporniki 16,17 oraz opornik 19.  W obwodzie anodowym heksody 1 płynie prąd zmienny którego składowa o częstotliwości, modulującej falę nośną sygnału odbieranego, indukuje w uzwojeniu pierwotnym transformatora U siłę elektromotoryczną  o częstotliwości akustycznej. Wszelkie inne składowe wyższych częstotliwości prądu anodowego przepływają przez kondensator 14,  którego pojemność jest dostatecznie duża.

Prąd o  częstotliwości akustycznej, płynący przez uzwojenie pierwotne transformatora U, wzbudza w uzwojeniu wtórnym tego transformatora siłę elektromotoryczną tej samej częstotliwości. Do zacisków 5,6 uzwojenia wtórnego transformatora U dołączony jest wzmacniacz małej częstotliwości, nieuwidoczniony na przedstawionym  rysunku. W niniejszym przykładzie synchronizacja częstotliwości i fazy oscylatora miejscowego a  więc drgań obwodu 3 z częstotliwością  i  fazą napięcia sygnału występującego w obwodzie  2, zachodzi na  skutek przeciągania elektronowego pomiędzy siatką czwartą a pierwszą heksody 1.  Napięcia na elektrodach heksody 1 dobrane są tak, że praca jej odbywa się na  prostoliniowej części charakterystyki prądu anodowego.

Napięcie Vs1  sygnału odbieranego wyraża się następującym wzorem:   Vs = A1 [1 + m1 sin (ω1t + φ1] sin Ω1 t; gdzie A1 – amplituda fali nośnej, Ω1 – częstotliwość fali nośnej, m1 – głębokość modulacji, ω1 – częstotliwość akustyczna, napięcia, modulującego falę nośną, φ1 – faza napięcia o częstotliwości akustycznej. Napięcie oscylatora miejscowego posiada postać następującą: Vα= Aα. sin Ω1 t
Modulacji napięcia zmiennego Vs w takt zmian napięcia Vα odpowiada matematycznie iloczyn funkcji trygonometrycznych, przedstawiających każda przebieg napięć modulowanego i modulującego.  Iloczyn wyżej podanych funkcji: V=Vs1xVα=B [l+m1 sin (ω1t + φ1)]sin2 Ω1 t ;
gdzie B = A1Aα po podstawieniu:  sin² Ω1 t  =   1/2 -1/2 cos 2 Ω1 t ,  wyrazi się wzorem:

Pierwszy człon otrzymanej sumy odpowiada napięciu o częstotliwości akustyczne  o amplitudzie proporcjonalnej do głębokości  modulacji m1.  Drugi człon odpowiada napięciu! wielkiej częstotliwości 2 Ω1.  Prąd wywołany przez to napięcie może być z łatwością usunięty ze stopni małej częstotliwości odbiornika według wynalazku za pomocą odpowiednio dobranych filtrów.  Odbiornik według wynalazku pozwala na wydzielanie częstotliwości akustycznej bez użycia detektora. Przyrząd do wydzielania, częstotliwości akustycznej może,  w  przeciwieństwie do detektora, posiadać charakterystyki bezwzględnie liniowe, dzięki czemu odbiór staje się absolutnie wolny od zniekształceń.  Wydzielanie częstotliwości akustycznej, modulującej falę nośną sygnału sposobem powyżej podanym, umożliwia również usunięcie zjawiska „przebijania” sygnałów niepożądanych o częstotliwości fali nośnej zbliżonej do częstotliwości fali nośnej sygnału odbieranego.

WOPL195271_B1  Sposób i układ strojenia szerokości pasma pętli fazowej, TELEFONAKTIEBOLAGET LM ERICSSON, Leif Magnus at al., Data patentu: 31.082007.  Przedmiotem patentu jest układ do strojenia szerokości pasma pętli fazowej do żądanej wartości, w  którym do pętli fazowej jest dołączony detektor przeskoku impulsu generujący sygnał przeskoku impulsu, wskazujący czy w pętli fazowej wystąpił przeskok impulsu, przy czym pętla fazowa zawiera detektor fazy, do którego pierwszego wejścia dostaje się sygnał częstotliwości odniesienia, a do drugiego wejścia dochodzi podzielony sygnał sprzężenia zwrotnego, który jest sygnałem wyjściowym pętli fazowej podzielonym przez współczynnik podziału sprzężenia zwrotnego, zaś na wyjściu detektora fazy pojawia się sygnał wskazujący różnicę fazy sygnału częstotliwości odniesienia i podzielonego sygnału sprzężenia zwrotnego, sygnał wyjściowy detektora fazy podawany jest na wejście detektora przeskoku impulsu, który zawiera układ wykorzystujący ten sygnał do wygenerowania sygnału przeskoku impulsu wskazującego czy w pętli fazowej wystąpił przeskok impulsu. Równocześnie detektor fazy  aktywuje sygnał detektora fazy w odpowiedzi na wystąpienie pierwszego zbocza narastającego sygnału częstotliwości odniesienia, natomiast w odpowiedzi na wystąpienie zbocza narastającego podzielonego sygnału sprzężenia zwrotnego detektor fazy dezaktywuje sygnał detektora fazy, zaś detektor przeskoku impulsu  generuje sygnał przeskoku impulsu, gdy sygnał detektora fazy  jest aktywowany jednocześnie z wystąpieniem drugiego zbocza narastającego sygnału częstotliwości odniesienia.

Przedmiot wynalazku w przykładzie wykonania został przedstawiony na rysunku, na którym fig.1 przedstawia znany filtrowany wstępnie sterowany N-ułamkowy modulator sigma-delta, w schemacie blokowym; fig.2 – zależność wzmocnienia od częstotliwości generatora sterowanego napięciem, na wykresie; fig.3 – układ do strojenia szerokości pasma pętli fazowej do żądanej wartości, w przykładzie realizacji wynalazku, w schemacie blokowym; fig.4a,4b – sygnały w pętli fazowej z doprowadzoną odpowiedzią skokową powodującą przeskok impulsu i bez niej, na wykresach czasowych; fig.5 – sygnał na wejściu sterującym generatora sterowanego napięciem, z przeskokiem impulsu i bez niego po doprowadzeniu odpowiedzi skokowej do pętli fazowej, na wykresie; fig.6 – dalsza regulacja prądu wyjściowego pompy ładunkowej, na wykresie; fig.7 – etapy sposobu strojenia szerokości pasma pętli fazowej do żądanej wartości, według wynalazku, w sieci działań; fig.8 – detektor przeskoku impulsu, według wynalazku, w schemacie blokowym, zaś fig.9 przedstawia kształty fali wygenerowane w pętli fazowej, według pewnego aspektu wynalazku.

Znany filtrowany wstępnie sterowany N-ułamkowy modulator sigma-delta jest przedstawiony na fig.1. Sygnał odniesienia 101 jest dostarczany do detektora fazy 102 wraz z fazą sygnału wyjściowego dzielnika częstotliwości 106. Sygnał odniesienia 101 jest korzystnie sygnałem sinusoidalnym o częstotliwości oznaczonej przez fref.  Na wyjściu detektora fazy 102 powstaje impuls, który jest związany z różnicą fazy pomiędzy sygnałem odniesienia 101 i sygnałem wyjściowym dzielnika częstotliwości 106. Sygnał wyjściowy detektora fazy 102 dostaje się do pompy ładunkowej 103  i  następnie jest on filtrowany przez filtr 104 pętli. Sygnał wyjściowy filtra 104 pętli podaje się następnie do generatora przestrajanego napięciem VCO 105. Sygnał wyjściowy VCO 105 dochodzi do wejścia dzielnika częstotliwości 106.  W wyniku tego układu sprzężenia zwrotnego, częstotliwość wyjściowa VCO 105  jest ustawiana na równą częstotliwości sygnału odniesienia 101 i  pomnożoną przez współczynnik podziału dzielnika częstotliwości 106. Tak więc częstotliwością VCO 105 można sterować sterując współczynnikiem podziału dzielnika częstotliwości 106. W sterowanym N-ułamkowym modulatorze PLL sigma-delta współczynniki podziału są generowane przez człon pasmowy 107, zawierający modulator sigma-delta i  filtr wstępny. Do wejście tego członu dochodzą dane 108, które służą jako sygnał modulujący.

Znanym problemem technicznym występującym przy realizacji układu pętly fazowej PLL jest zmienności szerokości pasma PLL, który wynika  nachylenia charakterystyki VCO (t.j. stosunek częstotliwości wyjściowej VCO do wejściowego napięcia sterowania – [MHz/V]). Jak pokazuje wykres na fig. 2, zależność tego nachylenia i częstotliwości wyjściowej VCO jest taka, że maleje ono znacznie ze wzrostem częstotliwości, co powoduje, że wzmocnienie pętli otwartej PLL także maleje wraz z częstotliwością. Dalszą konsekwencją takiej charakterystyki VCO jest to, że szerokość pasma PLL zmienia się w funkcji częstotliwości roboczej. W PLL ta zmiana nachylenia VCO (i w konsekwencji zmiana wzmocnienia otwartej pętli) jest kompensowana za pomocą sterowanej pompy ładunkowej 103.

Przykładowy układ do strojenia szerokości pasma pętli fazowej, według wynalazku, jest przedstawiony na fig.3. Układ zawiera pętlę fazową PLL 301, której szerokość pasma ma być strojona. PLL, 301 zawiera detektor fazy 303, którego sygnał wyjściowy dostarcza się do pompy ładunkowej 305, którą można sterować w krokach dyskretnych, korzystnie z odstępami Iog2 pomiędzy kolejnymi krokami. Pozostałe elementy PLL 301 to elementy znajdujące się typowo w PLL, czyli  są  to filtr 307 pętli, VCO 309 i  tor sprzężenia zwrotnego, który zawiera sterowany dzielnik częstotliwości 311. Według jednego aspektu wynalazku, szerokość pasma PLL 301 zostaje dostrojona przez wygenerowanie odpowiedzi skokowej w PLL 301  i  następnie pomiar albo wykrycie jednego albo więcej parametrów, które w wyniku odpowiedzi skokowej, są związane z szerokością pasma pętli.

Jednym z parametrów, który dobrze się nadaje do wskazywania szerokości pasma pętli, jest występowanie lub brak „przeskoku impulsu”, w detektorze fazy 303, gdy doprowadzi się odpowiednią odpowiedź skokową do PLL 301. Określenie „przeskok impulsu” odnosi się do występowania pewnego rodzaju różnicy fazy pomiędzy sygnałem wyjściowym dzielnika częstotliwości 311 i  sygnałem odniesienia. Wielkość tej różnicy jest równa pełnemu cyklowi sygnału o  częstotliwości odniesienia. Gdy wystąpi różnica fazy o takiej wielkości, dwa kolejne zbocza narastające sygnału odniesienia będą następować bez wystąpienia zbocza narastającego sygnału wyjściowego dzielnika częstotliwości. Jest to pokazane bardziej szczegółowo na wykresach czasowych z fig.4a, 4b.  Efektem impulsu sygnału błędu 319 w PLL 301 jest spowodowanie wzrostu częstotliwości wyjściowej VCO, co widać na figurze. Regulacja częstotliwości wyjściowej VCO nie wystarcza, aby natychmiast spowodo- wać wyrównanie faz sygnału wyjściowego 315¢  dzielnika częstotliwości i sygnału Fref 313, więc powstaje jeszcze bardziej znacząca różnica fazy pomiędzy trzecim zboczem sygnału Fref 313 (czas t4) i trzecim zboczem sygnału wyjściowego 315¢ dzielnika częstotliwości (czas t5).

Fig.5 to wykres przedstawiający przykładowy krok częstotliwości na wejściu sterowania VCO 309 z przeskokiem impulsu i bez niego, gdy zostanie doprowadzona odpowiedź skokowa do PLL 301. Bez przeskoku impulsu (wykres 501), przyłożone napięcie jest wystarczająco wysokie, aby umożliwić szybką reakcję VCO 309 na zmianę (wzrost) współczynnika podziału. Gdy jednak wystąpi przeskok impulsu (wykres 503), napięcie osiąga niższą wartość maksymalną, po czym następuje wyraźny spadek napięcia (odpowiadający niskiemu poziomowi sygnału błędu 319, który występuje w czasie t8; patrz fig. 4b). W rezultacie VCO 309 odpowiada wolniej na zmianę współczynnika podziału.

Według wynalazku, jeżeli wiadomo, że określona zmiana współczynnika podziału powoduje przeskok impulsu w PLL 301, przywraca się początkową wartość współczynnika podziału, zwiększa się prąd wyjściowy pompy ładunkowej (za pomocą sygnału regulacyjnego 325) i ponownie wywołuje się taką samą zmianę współczynnika podziału. Zwiększając prąd wyjściowy pompy ładunkowej, zwiększa się szerokość pasma pętli. Proces powtarza się tak długo, dopóki taka sama zmiana współczynnika podziału ciągle powoduje wystąpienie przeskoku impulsu, pomimo wzrostu prądu wyjściowego pompy ładunkowej. Proces zostaje zatrzymany, gdy prąd wyjściowy pompy ładunkowej zostanie zwiększony do wartości, przy której doprowadzona odpowiedź skokowa już nie powoduje wystąpienia przeskoku impulsu. W tym momencie, wielkość wyregulowanego prądu pompy ładunkowej wraz z nachyleniem „nieznanego” VCO ustawia żądane wzmocnienie pętli otwartej i przez to ustawia także żądaną szerokość pasma pętli.

Na fig.7 przedstawiona jest sieć działań sposobu strojenia szerokości pasma pętli fazowej PLL 301, według wynalazku, realizowanego przy pomocy sterownika 325 (fig. 3) zawierającego komputer 327, który wykonuje instrukcje przechowywane na odczytywalnym komputerowo nośniku danych 329, takim jak pamięć o dostępie swobodnym, pamięć magnetyczna, pamięć stała na dysku kompaktowym CD ROM itp. Na fig.8 jest przedstawiony przykład wykonania detektora przeskoku impulsu 323. Zakłada się, że na wyjściu detektora fazy 303 istnieją faktycznie dwa sygnały: sygnał źródła 801 i sygnał przełączalnej masy 803. Sygnał źródła 801 jest aktywowany w odpowiedzi na wystąpienie zbocza narastającego sygnału odniesienia Fref 313. Sygnał masy 803 jest aktywowany w odpowiedzi na wystąpienie zbocza narastającego sygnału wyjściowego 315 dzielnika częstotliwości 311.

What is Phase Lock Loop (PLL)? How Phase Lock Loop Works ? PLL Explained https://youtu.be/Q5dC9TbzR9k

c.d.n